高压直流开关电源的设计与实验研究.docx

PAGE 1 PAGE 1 高压直流开关电源的设计与实验研究 摘要：设计了高压直流开关电源，主电路采纳两级结构，前级为具有软开关的有源功率因数校正（APFC）电路，能够降低谐波含量，提高功率因数，降低开关管损耗。后级采纳在初级加箝位二极管的改进型零电压开关（ZVS）移相全桥变换器，有效抑制了次级整流桥输出振荡和电压尖峰，削减了损耗及输出纹波。对掌握系统进行合理设计，提高了掌握精度及开关电源性能。研制厂一台2.4 kW试验样机，通过试验验证了电源系统设计的可行性。 关键词：开关电源；有源功率因数校正；箝位二极管  　 1 引言  在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源尚处于讨论阶段。一般大功率直流开关电源输入多采纳220 V沟通电网，为降低对电网的谐波污染，提高输入端功率因数，一般要经过PFC级整流，然后将PFC级输出电压送入DC/DC级进行变换。但高压直流开关电源输出电压较大，会对DC/DC级产生较大影响。  此处研制的高压直流开关电源采纳两级变换装置，前级220 V沟通经过不控整流和APFC得到380 V稳定直流；后级选择在初级加箝位二极管的改进型ZVS移相全桥变换器，经过变压器变压和隔离，采纳全桥不控整流和LC滤波，终得到精密的240 V直流输出。设计了掌握系统，选择合理的参数提高开关电源性能，并通过试验验证了设计的可行性和有效性。  2 主电路的设计  2.1 有源功率因数校正电路  APFC采纳全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行掌握，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995,从而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。此处采纳软开关单相APFC,其主电路如图1所示。   2.1.1 APFC软开关电路  图1中，为了让主开关管VQ实现ZVS,引入了帮助开关管VQx,在每VQ需要进行状态转换前，先导通VQx,使帮助电路谐振，为VQ制造软开关条件。VQ完成状态转换后，尽快关断VQx,使帮助电路停止谐振，电路重新以常规PWM方式运行。  2.1.2 APFC软开关谐振参数的选取  软开关APFC电路中一个重要参数就是谐振电感L1.L1可由二极管VDR的反向恢复时间tVDR来估算，取谐振电感电流iL1上升时间tr=3tVD R,则电流上升率可确定为：  di/dt=ILmax/（3tVDR） （1）  式中：ILmax为电感电流。  L1的表达式为：  L1=Uo/（di/dt） （2）  式中：Uo为APFC输出电压。  实际选取L1=5μH.  2.2 ZVS移相全桥变换器  ZVS移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关。DC/DC级选用初级加箝位二极管的改进型ZVS全桥变换器，如图2所示。变换器在一个开关周期有18种开关模态，其工作波形如图3所示。   2.2.1 移相全桥ZVS的实现  开关管零电压关断的缘由是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容CTR中的电荷。对于超前桥臂，该能量由谐振电感Lr和折算到初级的滤波电感Lf串联共同供应，Lf很大，所以简单实现ZVS.而对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由Lr供应，所以滞后桥臂实现ZVS较困难。特殊是负载很轻时，Lr中的能量不够完成结电容的充放电转换，滞后桥臂就不能实现ZVS.为满意滞后桥臂的ZVS,必需使Lr取值较大。  2.2.2 次级占空比丢失问题  次级占空比Ds小于初级占空比Dp,其差值即为次级占空比丢失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丢失缘由是初级电流ip由正向（或负向）变化到负向（或正向），负载电流需要一段时间，即为图3中的[t3~t6]和[t12~t15].在这段时间内，虽然初级有电压，但ip不足以供应负载电流，次级整流管全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样次级就丢失了[t3~t6]和[t12~t15]这两段时间的方波电压，它与开关周期Ts的比值即为Dloss,Dloss=（t3,6+t12,15）/Ts=2t3,6/Ts,其中t3,6=Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/Uin,则可得：  Dloss=2Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/（UinTs） （3）  由式（3）可知，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压器变比K成反比。因此，Lr的值需